기술

하이 2014. 4. 12. 20:13
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PWM 제어회로와 스위칭 출력회로를 인터페이스한다.

4. 파워 디바이스의 스위칭 구동 테크닉

대부분의 마이크로컴퓨터는 최대 3~5V밖에 출력되지 않 는다. 이 출력으로는 다음달 제5장에서 소개될 스위칭 출력회 로를 직접 구동할 수 없다. 특히 풀 브리지 회로의 하이 사이 드 파워 MOSFET은 기준전위가 마이크로컴퓨터의 그라운 드와 같지 않으므로 구동하기 위해서는 연구가 필요하다.

파워 MOSFET을 on/OFF하기 위한 기초지식

1. 게이트-소스간 인가되는 전압에 의해 드레인과 소스 사이의 저항값이 변화하는 소자‘파워 MOSFET’
파워 MOSFET은 그 게이트와 소스 사이에 인가되는 전압 VGS에 의해 드레인과 소스 사이의 저항값 RDS(on)가 변화된다. 즉, VGS를 크게 할수록 RDS(on)가 작아진다. VGS에 충분한 크 기의 전압(Vin)을 인가하면 RDS(on)는 수십m~수백mΩ까지 작아진다.
이 성질을 이용하면 그림 1과 같이 VGS에 수V의 저압을 인가하거나 0V로 함으로써 on/OFF 스위치로 이용할 수 있다.

2. on/OFF 스위치로 이용하기 위해 필요한 게이트-소스간 전압
그림 2(a)는 파워 MOSFET IRF8010의 VDS-ID 특성이다. 

VGS를 4.0~15V로 변화시키고 있다.
VGS=15V일 때 VDS에 거의 비례하여 ID가 증가하고 있다. 이 특성곡선의 경사가 RDS(on)를 나타내고 있기 때문에 ID가 변화해도 RDS(on)는 거의 일정하다는 것을 알 수 있다. 이 상태 를 파워 MOSFET이 포화영역에 있다고 말한다.
파워 MOSFET을 on/OFF 제어할 때에는 이 영역에서 동작시키도록 한다. 이 특집에서는 파워 MOSFET을 포화영 역에서 동작시키고 on/ OFF시켜 사용한다는 것을 전제로 하고 있다.
VGS=4.0V일 때는 VDS가 1V를 초과한 주변에서 VDS를 크 게 해도 ID는 증가되지 않는다. 이것은 RDS(on)가 증가되고 있 는 것이다. 이 영역을 리니어 영역이라 부른다.
그림 2(b)는 VGS-ID 특성이다. 이 그래프에서 VGS가 약 7V 보다 높아지면 ID는 그다지 증가되지 않는다.
때문에 IRF8010은 VGS가 7V보다 낮은 부분이 리니어 영역 이고 7V보다 높은 부분이 포화영역이다.

3. 마이크로컴퓨터의 5V 출력으로 파워 MOSFET을 포화영역에서 동작시키려면
마이크로컴퓨터 등의 제어회로의 전원전압은 대부분의 경 우 5V 정도이기 때문에 파워 MOSFET을 포화영역에서 동 작시켜 on/OFF로 구동하기 위해서는 5V를 15V로 승압할 필요가 있다.
이 전압변환은 그림 3과 같이 트랜지스터를 사용한 회로에서 실현할 수 있다. 

그러나 이 회로에서는 파워 MOSFET의 RDS(on)를 충분히 작게 할 수 없다.
파워 MOSFET을 확실히 on/OFF로 구동하려면 게이트 에 0V에서 급격히 상승되는 신호를 입력해야 한다. 파워 MOSFET의 입력부에는 수백~수천pF의 기생용량이 있기 때문에 이것을 충전하는 전류가 유입된다. 이것은 큰 콘덴서 를 충방전할 수 있는 것이기 때문에 그림 3에 나타난 전압변 환 회로인 경우, RG에 RC가 직렬로 들어가므로 파워 MOSFET을 포화상태에서 동작시킬 수 없다. 어중간하게 구동하 면 on/OFF 동작(스위칭 속도)이 느려져 스위칭 손실이라 불리는 손실이 증대된다.
RC를 작게 하면 된다고 생각할지도 모르지만 파워 MOSFET이 OFF되어 있을 때 큰 컬렉터 전류 IC가 흐르므로 이 번에는 구동회로의 소비전력이 커진다.
그림 4와 같이 버퍼 회로를 추가하면 이러한 문제를 해결할 수 있다.

4. 풀 브리지 회로 하이 사이드 구동의 기본
그림 5에 나타난 풀 브리지 회로의 하이 사이드의 파워 MOSFET을 구동하는 방법을 살펴보자. 

이 그림의 Tr1과 Tr3의 소스에 주목하기 바란다. 소스 단자(점 ⓐ와 점 ⓑ)는 그라운드에 접속되어 있지 않다.
Tr2가 OFF, Tr4가 on, Tr1이 on인 상태를 살펴보자. Tr1 이 on되어 있는 것은 VDS≒0V이므로 Tr1의 전위는 VDD이 다. 그리고 VGS.7V이기 때문에 Tr1의 게이트의 그라운드에 대한 전위는 VDD+7V가 필요하다는 것을 알 수 있다. 풀 브 리지 회로의 전원보다 높은 전압의 제어신호를 Tr1의 게이트 에 인가해야 하는 것이다.
로우 사이드는 그림 4와 같은 소스의 기준전위가 0V이기 때문에 같은 회로에서 구동할 수 있다.
이에 대처하기 위해서는 그림 5와 같이 Tr1의 소스 기준으 로 진폭하는 신호에서 Tr1을 구동한다. 구동회로는 VDD의 기 준전위인 그라운드가 아니라 그것과는 별개의 게이트 구동회 로 전용 기준전위에서 동작시킨다.

절연전원이 필요 없는 펄스 트랜스 방식 하이 사이드 구동회로

1. 듀티 50% 이하의 응용에 사용하는 경우가 많다
하이 사이드 구동회로 중에서도 가장 심플한 것은 그림 6과 같이 펄스 트랜스를 사용하는 방법이다. 

사진 1에 펄스 트랜스의 예를 나타낸다. 

이 방법은 절연된 전원이 필요 없으며 1차측 구동회로에서 구동용 전력을 2차 측으로 전송할 수 있다.
단, 트랜스는 직류전압을 전송할 수 없으므로 그림 7과 같이 2차 측 신호의 평균값이 0V로 된다. 

따라서 그림 7(c)와 같이 듀티가 50%를 넘으면 2차 측의 전압이 저하되어 파워MOSFET을 구동할 수 없게 된다. 일반적으로 펄스 트랜스 방식의 구동회로는 듀티가 50% 이하인 용도에 사용한다.

2. 펄스 트랜스의 선택 포인트…ET곱이 중요하다
표 1과 같이 펄스 트랜스의 카탈로그에는 ET의 곱이 기재되어 있다. 

ET곱은 어느 정도의 on 시간까지 전송되는가를 의미하는 것이다.
ET곱이 310V·㎲(표 1에 나타난 TF-A2)라면 펄스 폭이 1㎲일 때 진폭 310V의 전압이 입력되어도 포화되지 않고 전 력을 전송할 수 있다는 의미이다. 이 이상의 전압 또는 펄스 폭의 신호를 입력하면 펄스 트랜스가 포화되어 1차 측 구동회 로가 파괴된다.
펄스 트랜스를 선택할 때에는,
ET곱 스펙〉드라이브 전압×ON 시간
일 필요가 있다. 예를 들어 1차 측 공급전압이 15V이고 최대 전압공급 시간이 25㎲인 경우, ET 곱은 375V·㎲로 되기 때 문에 ET곱이 450V·㎲인 TF-A3를 선택한다.
그림 7(a)와 같이 온 듀티가 50%로 일정한 경우, 스위칭 주파수가 낮아지면 전압 공급시간이 길어 포화되기 쉬워진 다. 이 경우, 포화시키지 않으려면 코어가 큰 펄스 트랜스를 선택해야 한다.
2차 측에는 1차 측과 2차 측의 권선비에 대응하는 전류가 출력된다. 파워 MOSFET이 턴 온할 때, 1A 이상의 게이트 전류가 흐르기 때문에 권선비가 1:1인 펄스 트랜스를 사용 하는 경우, 드라이브 회로는 1A를 출력할 수 있어야 한다.

3. 듀티 50% 이상에서도 사용할 수 있는 펄스 트랜스 방식의 구동회로
그림 8은 듀티 50% 이상의 신호에서도 전송할 수 있는 구동회로이다.

그림 9와 같이 Tr1이 on하면 펄스 트랜스의 1차 측에 V1=15V가 공급된다. 

Tr1이 OFF하면 Tr1의 드레인 전압이 전원보다 높아져 V1은 부(-)로 된다.
권선비가 1:1일, 때 V2는 V1과 같은 파형으로 된다. V1이 정(+)일 때 V2도 정으로 되어 D4와 D5가 on된다. 이 때 Tr3는 OFF되어 있고 V3은 +15V로 된다. V2가 부(-)일 때 D4와 D5는 OFF되고 Tr3가 자기 펄스로 on하며 V3는 0V로 된다.
(1) 부품 선택
그림 8인 경우, V1 정(+)의 최대값은 15V이다. 1차 측 부 전압의 최대값 V1min.[V]은 Tr3의 듀티에서 결정되며 다음과 같은 식으로 구한다.
V1min.= (Don / Doff) X VDP 
여기서, VDP:펄스 트랜스의 전원전압[V], Don:온 듀티, Doff:오프 듀티
그림 9(c)와 같이 VDP=+15V, Don=0.9일 때 V1min은,
V1min=15V×(0.9/0.1)=135V
로 된다.
Tr1의 드레인에는 135V에 1차 측 전원전압 15V를 더한 150V가 인가되기 때문에 150V 이상의 최대 드레인-소스 전 압정격을 가진 파워 MOSFET이 필요하다. 서지 전압과 디 레이팅을 포함할 경우 200V 또는 250V 정도 필요하다.
VDP=+15V이고 Don=0.9일 때, 트랜스의 2차 측 전압 V2는 -135V로 되어 Tr2의 최대 게이트-소스 전압을 초과 한다.
D4는 부전압을 파워 MOSFET의 게이트에 공급하지 않도 록 전류의 경로를 만든다. 이대로는 Tr2의 게이트 전위가 정 해지지 않으므로 Tr3를 on시켜 V3를 0V로 한다. D5는 D4가 on일 때 Tr3 를 OFF하는 다이오드이다. D4와 D5는 역 내압 200V 정도인 고속 다이오드를 사용한다.
D1은 Tr1의 드레인-소스간 서지 전압을 흡수하는 보호용 제너 다이오드이다. 제너 전압은 펄스 트랜스에 공급되는 부 전압의 계산값보다 높으며 Tr1의 최대 드레인-소스 전압에서 펄스 트랜스의 전원전압을 뺀 값보다 낮게 한다. D3는 Tr1 이 on했을 때 D1의 순방향 전류를 저지한다. Tr3와 D3는 내압 이 높을 필요가 없으므로 20V 정도면 될 것이다.

저주파 스위칭 회로에 응용할 수 있는 포토커플러 방식 하이 사이드 구동회로

1. 직류전송 가능
포토커플러 방식의 하이 사이드 구동회로는 펄스 트랜스 방식과 달리 펄스 폭을 자유롭게 바꿀 수 있어 온 듀티 100% 에서도 사용할 수 있다.
모터 구동용 인버터의 브레이크 동작 시 등에서는 온 듀티 가 100%로 되는 상태도 상정할 수 있다. 이러한 장치에 적합 하다. 고속 스위칭이 가능한 포토커플러가 적어 스위칭 주파 수가 20kHz 전후인 회로에서 사용된다.

2. 절연전원이 필요하고 응답이 늦다
그림 10은 포토커플러를 사용한 하이 사이드 구동회로의 원리도이다. 

포토커플러는 펄스 트랜스와 달리 1차 측에서 2차 측으로 구동 에너지를 전송할 수 없기 때문에 2차 측에는 절연된 전원이 필요하다.
풀 브리지 회로인 경우에는 하이 사이드 구동용으로 2개의 전원이 필요하다. 로우 사이드용을 합하면 합계 3회로의 전원 이 하이 사이드 구동용으로 필요하게 되어 부품 수가 많아진 다. 실제로는 TLP-250(그림 11)이나 HCPL-3180과 같이 버퍼 내장 타입의 포토커플러가 사용되고 있다.

절연전원을 콘덴서로 대용하는 부트스트랩 방식의 하이 사이드 구동회로

1. 콘덴서를 절연전원으로 이용한다
그림 12는 콘덴서 C21을 절연전원으로 이용하여 트랜지스터만으로 구성한 하이 사이드 구동회로이다. 

이것을 부트스트랩 방식이라 부른다. 특별히 우수한 절연형 전원을 사용하 지 않아도 0.×~수㎌의 콘덴서가 그것을 대신해 준다.
그림 12와 같이 Tr1이 on하면 Tr3가 on하며 Tr1을 OFF하는 전류 IG(off)가 흐른다. IG(off)는 Tr4 의 게이트-소스간 용량 Ciss와 Tr3 의 사이를 흐른다. 이 때 동시에 Tr2도 on되어 있어 VCC → R21 → D21 → C21 → Tr2의 경로에도 전류 Ichg가흐른다. 이 전류는 C21을 충전한다.
Tr1이 OFF하면 이번에는 Tr2가 on하여 C21 → Tr2→Ciss → C21의 경로를 전류 IG(on)가 흐른다. Ichg에 의해 C21에 축적된 에너지는 하이 사이드가 on할 때 이용된다.

2. 부트스트랩 콘덴서의 용량설정
C21은 Tr2가 on했을 때 충전된다. Tr2의 on과 OFF 시간 이 같다면 충전시간과 방전시간이 같아져 방전시간에 C21의 전압이 내려간 분량을 충전시간에서 보충할 수 있다.
그러나 Tr2의 온 듀티가 0.1이고 Tr2의 오프 듀티가 0.9일 때에는 짧은 시간에 충전한 에너지를 긴 시간 부여하여 C21의 전압이 구동에 필요한 전압을 유지해야 한다.
이를 위해서는 C21의 용량을 크게 할 필요가 있다. 일반적 으로 구동하는 파워 MOSFET의 최대 입력용량의 10~100 배 이상을 기준으로 C21의 용량을 결정한다.

3. 다이오드나 트랜지스터의 내압
Tr4의 소스 전위(VH)는 0V에서 VDD까지 변화하기 때문에 Tr4와 D21은 VDD에 서지 전압을 인가한 전압에 견딜 수 있어 야 한다. Tr2, Tr3, C21은 15V밖에 공급되지 않으므로 내전압 20V 정도면 된다.

4. 부트스트랩 콘덴서에 돌입전류 방지
D21을 통해 C21이 충전될 때 큰 전류가 흘러 구동용 전원 (VCC)의 출력전압에 리플이 발생하는 경우가 있으므로 VCC에 서 전원을 공급받고 있는 다른 제어회로가 잘못 동작하는 경 우도 있다.
R21은 이 전류를 제한하는 저항이다. 저항값은 수Ω~수십 Ω으로 한다. 너무 크면 Tr2의 최소 온 듀티 기간동안 C21을 충분하게 충전할 수 없게 된다.

편리한 MOSFET 드라이버 IC

1. 대표적인 IC
(1) 브리지 회로전원 200V까지 사용할 수 있는 최신 드라이버 IC IR2011
사진 2는 로우 사이드와 하이 사이드를 구동할 수 있는 MOSFET 드라이버 IR2011이다. 

D급 오디오 앰프 등에도 사용할 수 있다.
그림 13은 접속 예를 나타낸 것이다. 

IR2011은 Voffset이 200Vmax.이기 때문에 브리지 회로의 전원이 200V보다 낮은 경우에 사용된다.
하이 사이드의 소스 전위가 로우 사이드의 서지 전압 등에 의해 브리지 회로의 전원전압보다 높아질 경우에는 서지 전 압 등을 포함한 전압이 Voffset보다 낮아야 한다.
(2) 브리지 회로전원 500V까지 사용할 수 있는 대표적인 드라이버 IC IR2110
모터용 범용 인버터 등의 파워 MOSFET 구동회로에 사용 하는 경우, 브리지 회로의 전원이 300V 이상이다. IR2110 등의 Voffset이 500Vmax.인 구동용 IC를 사용한다.

2. 제어신호와 게이트 전압파형
사진 3은 IR2011 입출력신호의 파형이다. 

풀 브리지 회로의 전원전압은 20V로 설정하여 관측했다.
사진 3(b)의 하이 사이드 게이트 전압은 최대 35V이며 풀 브리지 회로의 전원전압 20V에 게이트 구동전압의 15V가 인가되고 있다는 것을 알 수 있다. 측정회로는 다음달 제7장의 그림 1을 참조하기 바란다.

고속 스위칭 구동 기술

1. 게이트 저항은 스위칭을 지연시킨다
ON/OFF 스위칭 모습을 자세히 보면, 그림 14와 같이 게이트 구동신호 VG에 대해 실제 게이트-소스간 전압 VGS가 늦게 상승한다. 

이것은 그림 14(a)와 같이 파워 MOSFET의 입력부에 수백p~수천pF의 기생용량 Ciss가 있기 때문이다.
이 게이트에 펄스 신호를 입력하면 신호원 → 게이트 저항 → Ciss로 충전전류가 흐르고 Tr1의 게이트-소스간 전압 VGS는 그림 14(b)와 같이 상승이 라운딩된 파형으로 된다.
사진 4에 게이트 저항 RG가 33Ω일 때와 100Ω일 때의 게이트 구동전압 VGS를 나타낸다. RG가 크면 상승이 느려진다.

2. 라운딩된 파형은 손실의 원인
VGS가 어떤 전압을 초과하면 파워 MOSFET의 드레인-소 스간 저항이 서서히 작아진다. 이 VGS를 게이트 임계값 전압 이라 부르며 VGS(th)라 나타낸다.
리니어 영역을 통과하고 곧바로 VGS가 충분히 높아지면 파 워 MOSFET은 포화영역에 도달한다. 리니어 영역 사이는 드레인 전류 ID가 서서히 상승하고 드레인-소스간 전압 VDS 가 서서히 내려가므로 IDVDS의 큰 손실이 발생한다. 이것을 스위칭 손실이라고 한다. 이 손실은 스위칭 속도를 빠르게 하 고 리니어 영역을 통과하는 시간을 짧게 할수록 작아진다. 전술한 이유에서 게이트 저항이 클수록 스위칭이 지연되어 스위칭 손실이 증가한다.

3. 게이트 저항을 너무 작게 하면 기생 발진한다
사진 5는 게이트 저항 33Ω과 100Ω일 때의 드레인-소스간 전압의 파형이다. 

게이트 저항이 너무 작으면 사진 4(a)와 같이 드레인-소스간 전압이 발진한다. 이것을 기생 발진이라 한다. 이 기생 발진은 게이트 저항을 크게 함으로써 정지시킬 수 있다. 그러나 RG를 크게 하면 스위칭 속도가 느려져 서지 전 압이 감소되지만 스위칭 손실이 커진다.

4. 게이트 저항은 파워 MOSFET마다 실험에서 결정된다
게이트 저항의 최적값은 파워 MOSFET마다 다르다. 그것 은 파워 MOSFET 내부의 게이트부에도 저항분이 존재하고 경우에 따라서는 값이 달라지기 때문이다. 대부분의 경우, 게 이트 저항의 최적값은 실제 기기에서 확인해야 한다.
게이트 저항의 최적값은 최대 드레인-소스간 전압을 넘지 않도록 하여 기생 발진을 억제하고 또 스위치 손실이 작아지 도록 실험에서 구한다.

5. 턴 오프를 빠르게 하는 테크닉
파워 MOSFET은 상승시간(tr)보다 하강시간(tf) 쪽이 긴경향을 나타낸다. IRF8010의 데이터 시트를 보면,
tr=130ns, tf=120ns
라고 기재되어 있어 거의 같은 시간이지만, FS70KMJ-2(일 본 후지전기)의 데이터 시트를 보면,
tr=140ns, tf=350ns
등으로 기재되어 있다. 이러한 파워 MOSFET은 드물지 않다. 이러한 경우에는 그림 15와 같은 회로에서 턴 오프 시간을 짧게 한다. 

그림 16의 회로에서 다이오드 효과를 실험으로 확인해 보았다. 

사진 6에 그 결과를 나타낸다. 

턴 오프가 빨라진다는 것을 알 수 있다.

6. 버퍼용 트랜지스터 회로의 스위칭 고속화
그림 4와 같은 구동회로에서는 트랜지스터의 스위칭 속도 가 파워 MOSFET의 스위칭 속도에 직접 영향을 준다. 이것 은 바이폴러 트랜지스터 대부분의 스위칭 속도가 파워 MOSFET보다 느리기 때문이다.
이러한 경우에는 그림 17과 같이 스피드 업 콘덴서 CS를 트랜지스터의 베이스 저항과 병렬로 접속한다.

CS에 의해 트랜지스터의 베이스-이미터간 전압 VBE가 신 호원의 출력 펄스 신호를 미분한, 상승과 하강의 날카로운 파 형이 된다. 하강일 때의 부전압이 최대 베이스-이미터간 전압 을 초과하지 않도록 주의해야 한다. CS의 용량을 크게 하면 스위칭 속도는 빨라지지만 VBE에 인가되는 부(-) 전압이 커 진다.

출처 : 산업용PLC
글쓴이 : 하드웨어/펌웨어 원글보기
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