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[스크랩] 클래스 D 앰프: 동작의 원리

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2017. 9. 15.

클래스 D 앰프: 동작의 원리 및 최신 개발 내용

개요: 고효율의 클래스 D 앰프는 휴대용 및 초소형의 고전력 애플리케이션에 이상적이다. 기존의 클래스 D 앰프는 펄스 폭 변조 (PWM) 출력 파형으로부터 오디오 신호를 추출하기 위해 외부 저역통과 필터가 필요했다. 그러나 최신 클래스 D 앰프는 대부분 첨단 변조 기술을 이용하고 있어 다양한 애플리케이션에서 외부 필터링이 필요 없고 EMI를 줄여준다.


머리말

많은 오디오 시스템 설계 엔지니어들은 클래스 A, B, AB와 같은 선형 오디오 앰프 클래스에 비해 클래스 D 앰프가 갖는 전력 효율 장점을 잘 알고 있다. 클래스 AB와 같은 선형 앰프에서 바이어싱 요소와 출력 트랜지스터의 선형 동작으로 인해 전력의 상당 부분 손실된다. 클래스 D 앰프의 트랜지스터는 부하에 흐르는 전류를 조정하는 스위치로만 사용되기 때문에 출력 단으로 인한 전력 손실은 최소화된다. 클래스 D 앰프와 관련된 모든 전력 손실은 주로 출력 트랜지스터 온 저항, 스위칭 손실, 무부하 전류 오버헤드로 인해 발생한다. 앰프에서 손실되는 전력은 대부분 열로 방출된다. 클래스 D 앰프에서 히트싱크 요구사항은 크게 감소되거나 없앨 수 있기 때문에 초소형의 고전력 애플리케이션에 적합하다.

과거 PWM 기반 클래스 D 앰프의 전력 효율 장점은 선형 앰프와 비교했을 때 외부 필터 부품 수, EMI/EMC 준수, 불량한 THD+N 성능 등으로 인해 빛을 보지 못했다. 그러나 현재 출시되는 대부분의 클래스 D 앰프는 첨단 변조 및 피드백 기법을 이용함으로써 이러한 문제를 완화시키고 있다.

클래스 D 앰프의 기본 원리

최신 클래스 D 앰프에는 다양한 변조기 토폴로지가 사용되고 있지만, 가장 기본적인 토폴로지는 삼각파 (또는 톱니파) 발진기를 가진 펄스 폭 변조 (PWM) 기술을 이용한다. 그림 1은 PWM 기반, 하프 브리지 클래스 D 앰프의 간략한 블록 다이어그램이다. 이 앰프는 펄스 폭 변조기 1개, 출력 MOSFET 2개, 증폭된 오디오 신호 복구에 사용되는 외부 저역통과 필터(LF 및 CF)로 구성된다. 그림에서 보듯 p채널 및 n채널 MOSFET은 출력 노드를 VDD와 접지에 교대로 연결함으로써 전류 조정 (current-steering) 스위치로 동작한다. 출력 트랜지스터는 출력을 VDD 또는 접지로 전환하므로, 클래스 D 앰프의 출력은 고주파 구형파를 생성한다. 대부분 클래스 D 앰프의 스위칭 주파수(fSW)는 보통 250kHz ~ 1.5MHz 사이이다. 출력 구형파는 입력 오디오 신호에 의해 펄스 폭 변조된다. PWM은 입력 오디오 신호를 내부에서 발생되는 삼각파 (또는 톱니파) 발진기와 비교함으로써 수행된다. 이러한 방식의 변조는 "내추럴 샘플링(natural sampling)"이라고도 하는데, 여기에서 삼각파 발진기는 샘플링 클록 역할을 한다. 그 결과 구형파의 듀티 사이클은 입력 신호 레벨과 비례한다. 입력 신호가 존재하지 않으면 출력 파형의 듀티 사이클은 50%와 같다. 그림 2는 다양한 입력 신호 레벨로 인한 PWM 출력 파형을 보여준다.

Figure 1. This simplified functional block diagram illustrates a basic half-bridge Class D amplifier.
그림 1. 간략하게 표시한 이 기능 블록 다이어그램은 기본 하프 브리지 클래스 D 앰프를 보여준다.

Figure 2. The output-signal pulse widths vary proportionally with the input-signal magnitude.
그림 2. 출력 신호 펄스 폭은 입력 신호 크기와 비례하여 변화한다.

이 PWM 파형으로부터 증폭된 오디오 신호를 추출하기 위해 클래스 D 앰프의 출력이 저역통과 필터에 인가된다. 그림 1에 보이는 LC 저역통과 필터는 필터의 차단 주파수가 출력 단의 스위칭 주파수보다 최소 한 차수 적다고 가정한다면 그 출력이 구형파의 평균 값과 동일한 수동 적분기(passive integrator)로 동작한다. 또한 저역통과 필터는 고주파 스위칭 에너지가 저항 부하에서 방출되는 것을 방지한다. 한 번의 스위칭 시간 동안 필터링된 출력 전압(VO_AVG)과 전류(IAVG)가 일정한 상태를 유지한다고 가정해보자. 이러한 가정은 상당히 정확한데, fSW가 최고 입력 오디오 주파수보다 훨씬 크기 때문이다. 따라서 듀티 사이클과 필터링된 출력 전압 결과 간의 관계는 인덕터 전압과 전류의 간단한 시간-도메인 분석을 이용하여 유추할 수 있다.

인덕터를 통과하는 순간 전류는 다음과 같다.

Equation 1

여기서 VL(t)은 그림 1의 부호규칙(sign convention)에 따라 인덕터에 걸리는 순간 전압이다.

부하로 흐르는 평균 전류(IAVG)는 한 번의 스위칭 시간 동안 일정하다고 가정했으므로 그림 3에서 보듯이 스위칭 시간(TSW)의 시작에서 인덕터 전류는 스위칭 시간 끝에서의 인덕터 전류와 같아야 한다.

이를 수학적 용어로 표시하면 다음과 같다.

Equation 2

Figure 3. Filter inductor current and voltage waveforms are shown for a basic half-bridge Class D amplifier.
그림 3. 기본 하프 브리지 클래스 D 앰프에서 나타나는 필터 인덕터 전류 및 전압 파형

식 2는 한 번의 스위칭 시간 동안 인덕터 전압의 적분이 0과 같아야 한다는 것을 보여준다. 식 2를 이용하여 그림 3의 VL(t) 파형을 검토해 보면 식 2가 참이 되기 위해서는 영역(AON 및 AOFF)의 절대값이 서로 같아야 한다는 것이 분명하다. 이제 우리는 이러한 정보를 이용하여 스위칭 파형의 듀티 비와 관련하여 필터링된 출력 전압에 대한 식을 도출할 수 있다.

Equation 3

식 3에 식 4와 5를 대입하면 다음과 같은 새 방정식을 얻을 수 있다.

Equation 6

마지막으로, VO의 해를 구하면

Equation 7

여기서 D는 출력 스위칭 파형의 듀티 비이다.

피드백을 이용한 성능 향상

많은 클래스 D 앰프는 PWM 출력으로부터 소자의 입력으로 되돌려주는 네거티브 피드백을 사용한다. 폐쇄 루프 방식은 소자의 선형성을 향상시킬 뿐 아니라 소자가 전원 변동 제거 기능을 제공할 수 있게 해준다. 이는 존재한다 하더라도 본질적으로 최소한의 전압 변동 제거를 갖는 개방 루프 앰프와 대비된다. 출력 파형은 폐쇄 루프 토폴로지에서 감지되어 앰프의 입력으로 피드백되기 때문에 전원 레일에서의 편차(deviation)는 출력에서 검출되고 제어 루프에 의해 교정된다. 폐쇄 루프 설계의 장점은 피드백을 사용하는 모든 시스템의 경우처럼 안정성을 희생한 것이므로, 모든 동작 상태에서 안정성을 확보하기 위해서는 제어 루프를 신중하게 설계하고 보상해야 한다.

일반적인 클래스 D 앰프는 노이즈 셰이핑(noise-shaping) 방식의 피드백 루프를 사용하여 동작한다. 이 방식은 펄스 폭 변조기, 출력 단, 전원 전압 편차의 비선형성으로 인한 대역 내 잡음을 대폭 감소시킨다. 이 토폴로지는 시그마-델타 변조기에 사용되는 노이즈 셰이핑과 유사하다. 이 노이즈 셰이핑 함수를 보여주기 위해 그림 4는 1차 노이즈 셰이퍼(noise shaper)를 간략히 표시한 블록 다이어그램을 보여준다. 보통 피드백 네트워크는 저항 분배기 네트워크로 구성되지만, 간단 명료하게 하기 위해 그림 4의 예에서는 1의 피드백 비를 사용한다. 이상적인 적분기 이득은 주파수와 반비례하기 때문에 적분기의 전달 함수는 1/s과 같도록 단순화하였다. 또 PWM 블록은 제어 루프에 대한 단위 이득과 제로 위상 편이 기여도(zero-phase-shift contribution)를 갖는다고 가정하였다. 기본 제어 블록 분석을 사용하면 출력에 대한 다음과 같은 식을 얻을 수 있다.

Equation 8

Figure 4. A control loop with 1st-order noise shaping for a Class D amplifier pushes most noise out of band.
그림 4. 클래스 D 앰프를 위한 1차 노이즈 셰이핑을 갖는 제어 루프는 대부분의 잡음을 대역 밖으로 밀어낸다.

식 8에서 보듯이 잡음 항 En(s)에는 고역통과 필터 함수(잡음-전달 함수)를 곱하고, 입력 항 VIN(s)에는 저역통과 필터 함수(신호-전달 함수)를 곱했다. 잡음 전달 함수의 고역통과 필터 응답은 클래스 D 앰프의 잡음을 형성한다. 출력 필터의 차단 주파수를 적절히 선택한다면 대부분의 잡음은 대역 밖으로 사라질 것이다(그림 4). 앞의 예에서는 1차 노이즈 셰이퍼를 다루었지만, 대부분의 최신 클래스 D 앰프는 선형성과 전원 변동 제거를 더욱 향상시키기 위해 다차원 노이즈 셰이핑 토폴로지를 사용한다.

클래스 D 토폴로지 — 하프 브리지와 풀 브리지의 비교

또한 많은 클래스 D 앰프가 풀 브리지 출력 단을 사용하여 구현된다. 풀 브리지는 2개의 하프 브리지 단을 사용하여 차동으로 부하를 구동한다. 이러한 방식의 부하 연결은 종종 브리지 타이 로드(BTL)라고도 한다. 그림 5에서 보듯이 풀 브리지 구성은 부하를 통과하는 전도 경로를 교차함으로써 동작한다. 이렇게 하면 네거티브 전원이나 DC 블로킹 커패시터를 사용할 필요 없이 양방향 전류를 부하에 통과시킬 수 있다.

Figure 5. A traditional full-bridge Class D output stage uses two half-bridge stages to drive the load differentially.
그림 5. 기존의 풀 브리지 클래스 D 출력 단은 2개의 하프 브리지 단을 사용하여 부하를 차동으로 구동한다.

그림 6은 기존의 BTL, PWM 기반, 클래스 D 앰프의 출력 파형을 보여준다. 그림 6에서 출력 파형은 상보하여 부하에 대해 차동 PWM 신호를 생성한다. 하프 브리지 토폴로지와 마찬가지로 저주파수 오디오 신호를 추출하고 고주파 에너지가 부하에서 방출되는 것을 막기 위해 출력에 외부 LC 필터가 필요하다.

Figure 6. Traditional full-bridge Class D output waveforms complement each other, thus creating a differential PWM signal across the load.
그림 6. 기존의 풀 브리지 클래스 D 출력 파형은 상보함으로써 부하를 통과하는 차동 PWM 신호를 생성한다.

풀 브리지 클래스 D 앰프는 클래스 AB BTL 앰프와 동일한 장점을 갖고 있지만 높은 전력 효율이 추가된다. BTL 앰프의 첫 번째 장점은 단일 전원으로 동작할 경우 출력에 DC 블로킹 커패시터가 필요 없다는 점이다. 이러한 장점은 하프 브리지 앰프에는 적용되지 않는데, 그 이유는 하프 브리지 앰프의 출력은 VDD와 접지 사이에서 스윙하고 50% 듀티 사이클에서 대기 상태가 되기 때문이다. 이것은 하프 브리지 앰프의 출력이 VDD/2와 같은 DC 오프셋을 갖는다는 것을 의미한다. 풀 브리지 앰프의 경우 이러한 오프셋은 부하의 양쪽에 각각 나타나는데, 이는 출력에 zero DC 전류가 흐른다는 것을 의미한다. 이 두 앰프의 두 번째 장점은 부하를 차동으로 구동할 수 있기 때문에 동일한 전원 전압에서 하프 브리지 앰프와 비교해 두 배의 출력 신호 스윙을 구현할 수 있다는 점이다. 그 결과 동일한 전원에서 동작하는 하프 브리지 앰프에 비해 최대 출력 전력이 이론상 4배가 증가한다.

그러나 풀 브리지 클래스 D 앰프는 하프 브리지 토폴로지보다 두 배 정도 많은 MOSFET 스위치를 필요로 한다. 보통 스위치가 많아질수록 전도 및 스위칭 손실도 커지므로 이러한 특성은 단점으로 꼽히기도 한다. 그러나 이것은 일반적으로 출력 전류와 전원 전압이 더 높은 10W 이상의 고출력 전류에만 해당된다. 이러한 이유로 하프 브리지 앰프는 약간의 효율성 측면의 장점을 제공하기 위해 주로 고전력 애플리케이션에 사용된다. 대부분의 고전력 풀 브리지 앰프는 8Ω 부하에서 80% ~ 88% 범위의 전력 효율성을 보여준다. 그러나 MAX9742와 같은 하프 브리지 앰프는 8Ω 부하에 채널당 14W 이상을 출력하면서 90%가 넘는 전력 효율을 달성한다.

출력 필터의 제거 — 필터리스 변조

기존 클래스 D 앰프의 주요 단점 중 하나는 외부 LC 필터가 필요하다는 점이었다. 이러한 필요는 솔루션의 비용과 보드 공간 요구사항을 증가시킬 뿐 아니라 필터 성분의 비선형성으로 인해 추가적 왜곡을 발생시킬 수 있다. 다행히 대부분의 최신 클래스 D 앰프는 향상된 "필터리스" 변조 구조를 사용하여 외부 필터 요구사항을 없애주거나 가능한 한 최소화한다.

그림 7은 MAX9700 필터리스 변조기 토폴로지를 간략히 표시한 기능 다이어그램이다. 기존 PWM BTL 앰프와 달리 각 하프 브리지는 자체적으로 전용 비교기를 내장하고 있어 각각의 출력을 개별적으로 제어할 수 있다. 변조기는 차동 오디오 신호와 고주파 톱니파형으로 구동된다. 두 비교기 출력이 모두 로우이면, 클래스 D 앰프의 각 출력은 하이가 된다. 동시에 NOR 게이트의 출력은 하이가 되지만, RON 및 CON에 의해 구성되는 RC 회로에 의해 지연된다. NOR 게이트의 지연된 출력이 지정된 임계값을 초과하면, 스위치 SW1과 SW2가 닫힌다. 이에 따라, OUT+ 및 OUT-가 로우로 구동되고 다음 샘플링 시간이 시작될 때까지 로우 상태를 유지한다. 이러한 구조는 두 출력이 RON 및 CON의 값에 의해 설정되는 최소 시간(tON(MIN)) 동안 온(ON) 상태에 있게 한다. 그림 8에서 보듯이 입력이 없을 때 출력은 tON(MIN)와 같은 펄스 폭을 가지면서 동위상(in phase)에 있다. 오디오 입력 신호가 증가 또는 감소함에 따라 한 비교기가 다른 비교기보다 먼저 트립한다. 최소 온 타임 (on-time) 회로와 함께 이러한 특성은 하나의 출력이 펄스 폭을 변화시키는 동안 다른 출력 펄스 폭은 tON(MIN)에서 그대로 유지되게 한다(그림 8). 이것은 각 출력의 평균값에 하프 웨이브의 정류된 출력 오디오 신호가 포함된다는 것을 의미한다. 출력의 평균값의 차(difference)를 구하면 완전한 출력 오디오 파형을 얻을 수 있다.

Figure 7. This simplified functional diagram shows the MAX9700's filterless Class D modulator topography.
그림 7. 간략하게 표시한 이 기능 다이어그램은 MAX9700의 필터리스 클래스 D 변조기 토폴로지를 보여준다.

Figure 8. The input and output waveforms are shown for the MAX9700's filterless modulator topography.
그림 8. MAX9700의 필터리스 변조기 토폴로지에서 나타나는 입출력 파형

MAX9700의 출력은 동위상 (in-phase) 신호와 함께 대기 상태에 있기 때문에 부하에 인가되는 차동 전압은 없다. 따라서 외부 필터 필요 없이 무부하 전력 소비를 최소화한다. Maxim의 필터리스 클래스 D 앰프는 출력에서 오디오 신호를 추출하기 위해 외부 LC 필터에 의존하는 대신 스피커 부하 고유의 인덕턴스와 청력에 의존하여 오디오 신호를 복구한다. 스피커 저항(RE)과 인덕턴스(LE)는 다음과 같은 차단 주파수를 갖는 1차 저역통과 필터를 형성한다.

Equation 9

대부분의 스피커에서 이러한 1차 롤오프는 오디오 신호를 복구하고 과도한 고주파수 스위칭 에너지가 스피커 저항에서 방출되지 못하도록 하는 데 충분하다. 잔여 스위칭 에너지가 스피커 운동을 발생시키는 경우에도, 이러한 주파수는 인간의 귀에는 들리지 않으므로 감상에는 부정적 영향을 미치지 않는다. 필터리스 클래스 D 앰프를 사용하는 경우 스피커 부하는 앰프의 스위칭 주파수에서 유도 (inductive) 상태를 유지하므로 최대 출력 전력 성능을 구현한다.

확산 스펙트럼 변조로 EMI 최소화

필터리스 동작의 한 가지 단점은 스피커 케이블에서 EMI가 방사될 수 있다는 점이다. 클래스 D 앰프 출력 파형은 빠르게 움직이는 천이 에지를 갖는 고주파 구형파이기 때문에, 출력 스펙트럼은 스위칭 주파수와 스위칭 주파수의 정수배에서 다량의 스펙트럼 에너지를 포함하고 있다. 소자 가까이에 외부 출력 필터가 배치되지 않으면, 이러한 고주파 에너지가 스피커 케이블에 의해 방사될 수 있다. Maxim의 필터리스 클래스 D 앰프는 확산 스펙트럼 변조라고 하는 변조 기술을 사용하여 EMI 문제를 완화시켜준다.

확산 스펙트럼 변조는 클래스 D 앰프의 스위칭 주파수를 디더링 또는 랜덤화함으로써 구현된다. 일반적으로 스위칭 주파수는 공칭 스위칭 주파수의 ±10%까지 변화한다. 스위칭 파형의 시간은 사이클마다 무작위로 변화하는 반면 듀티 사이클은 영향을 받지 않으므로 스위칭 파형의 오디오 컨텐트는 그대로 유지된다. 그림 9a그림 9b의 MAX9700 광대역 출력 스펙트럼에서 확산 스펙트럼 변조의 효과를 확인할 수 있다. 확산 스펙트럼 변조는 스위칭 주파수와 고조파에 스펙트럼 에너지를 집중시키는 대신 출력 신호의 스펙트럼 에너지를 효과적으로 확산시킨다. 즉, 출력 스펙트럼에 존재하는 전체 에너지 양은 동일하지만, 그 전체 에너지는 더 넓은 대역폭에 걸쳐 재분배된다. 이러한 확산은 출력에서 고주파 에너지 피크를 감소시켜 스피커 케이블에서 방사될 수 있는 EMI를 최소화한다. 확산 스펙트럼 변조에서도 일부 스펙트럼 잡음이 오디오 대역 내로 들어갈 수 있지만, 이러한 잡음은 피드백 루프의 노이즈 셰이핑 기능에 의해 억제된다.

Figure 9a. The wideband output spectrum is shown for the MAX9700 using a fixed switching frequency.
그림 9a. 고정 스위칭 주파수를 사용하는 MAX9700에서 나타나는 광대역 출력 스펙트럼

Figure 9b. Spread-spectrum modulation redistributes the spectral energy of the MAX9700 over a wider bandwidth.
그림 9b. 확산 스펙트럼 변조는 더 넓은 대역폭에 걸쳐 MAX9700의 스펙트럼 에너지를 재분배한다.

Maxim의 필터리스 클래스 D 앰프는 대부분 스위칭 주파수를 외부 클록 신호에 동기화할 수 있게 한다. 따라서 사용자는 앰프의 스위칭 주파수를 덜 민감한 주파수 범위로 수동 설정할 수 있다.

확산 스펙트럼 변조는 필터리스 클래스 D 앰프의 EMI 성능을 크게 향상시키지만, FCC 또는 CE 방사 규정으로 인해 사용할 수 있는 스피커 케이블 길이에는 현실적인 제한이 따른다. 긴 스피커 케이블로 인해 소자가 방사 테스트에 통과하지 못할 경우, 출력 파형 고주파 성분의 추가적인 감쇄를 제공하기 위해 외부 출력 필터가 필요할 수 있다. 중간 정도의 스피커 케이블 길이를 갖는 대부분의 애플리케이션에서는 출력에 페라이트 비드나 커패시터 필터를 배치하는 것으로 충분하다. 또한 EMI 성능은 레이아웃에 매우 민감하므로 적용되는 FCC 및 CE 규정을 준수하기 위해서는 적절한 PCB 레이아웃 가이드라인을 엄격히 준수해야 한다.

결론

최근 클래스 D 변조 기술의 향상으로 클래스 D 앰프는 이전에 선형 앰프를 주로 사용하던 애플리케이션에 많이 이용되고 있다. 최신 클래스 D 앰프는 클래스 AB 앰프의 모든 장점(우수한 선형성 및 최소 보드 공간 요건 등)을 가지면서 높은 전력 효율성까지 추가로 제공한다. 현재 많은 애플리케이션에서 이상적으로 이용할 수 있는 다양한 종류의 D 앰프가 출시되고 있다. 이러한 애플리케이션들은 배터리 수명, 보드 공간 요구사항, EMI 준수가 절대적으로 중요한 저전력 휴대용 애플리케이션(셀룰러 폰, 노트북 등)에서부터 히트싱킹 요구사항과 열 발생의 최소화가 핵심인 고전력 애플리케이션(자동차 사운드 시스템 또는 평판 디스플레이)에 이르기까지 다양한 범위에 걸쳐 있다. 클래스 D 앰프와 최근 기술 향상에 대한 근본적 이해는 설계자가 애플리케이션에 적합한 올바른 앰프를 선택하고 특정 기능의 장단점을 성공적으로 파악하는 데 도움을 줄 것이다.

출처 : 컴퓨터만들기 기초
글쓴이 : 강소기업 원글보기
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